引言
功率放大器，简称功放，就是通过功率晶体管的电流或者电压控制作用，将直流输入按照给定信号波形放大为功率输出信号驱动负载。 在传统应用领域中， 功放被广泛用于驱动扬声器等音频类设备，而若利用其输出的功率信号来驱动继电器线圈等继电保护类设备，则可以模拟电网故障，完成对继电器保护设备的测试，这也是继电保护测试仪中电压电流功放的测试原理[1-2]。
继电保护测试仪中电压电流功放通常输出功率较大， 单模块输出功率从 100 VA 到几千 VA 不等，一般采用开关功放的方案，以求达到较高的功率密度，便于携带。 同时为了保证输出功率信号的低 THD 以及宽变频的要求，通常采用 SPWM 调制。就功放的具体实现方案来说，传统的模拟实现 SPWM调制交截交点**，输出谐波含量低，但是会存在因器件老化、 温漂等问题导致的可靠性下降，且调试过程繁琐。 而随着数字化技术的不断发展，数字信号处理器 DSP 已经广泛应用在电机控制、新能源并网发电、不间断电源等领域，依赖于 DSP 的高处理速度、高精度以及丰富的硬件资源，可以实现对变换器开关管的实时控制以及各种通信功能[3-4]。
目前继电保护测试仪用的功放，通常采用“数字基准源+模拟 SPWM”的方案。 数字信号处理器产生幅值频率可调的基准信号，作为输出功率信号的基准；而利用模拟运放，实现反馈量与基准源的误差 PI 调节，将其输出与三角波进行交截比较，实现SPWM 调制。 该方案采用数字技术，保证了基准源电路的可靠性，易于实现继电保护测试仪与外部的通信功能，同时采用模拟 SPWM 保证了功放输出的低 THD 要求。
因此，本文在该方案的基础上，着重讨论了利用 MC56F8013 实现基准信号幅值频率可调的方法； 并对数字实现 SPWM 功放进行了初步研究，将其与“数字基准源+模拟 SPWM”的方案进行对比实验。 *后，对两种实现方案进行了总结。
1 数字基准源的实现
“数字基准源+模拟 SPWM”中，模拟实现 SPWM相对成熟，本节着重讨论数字基准源如何实现。
1.1 “数字基准源+模拟 SPWM”系统简介
继电保护测试仪中，数字基准源提供了幅值频率可变的弱信号基准，通过功率放大电路将其放大成大功率电压电流信号，驱动继电保护设备，如图 1
所示。 “数字基准源+模拟 SPWM”的方案中，基准信号由 DSP 发出，载波（三角波）与调制波（正弦波）通过电压比较器输出高低电平，完成 SPWM 调制。该功放电路的主电路部分，如图 2 所示，输入电压为 60 V，输出电流有效值*大 100 A，*大输出电压 30 V； 输出频率变化范围为 10 Hz~1 kHz；
50~60 Hz 输出 1 A 电流状态下， 输出总 THD 不大于 0.5%。 据此，相应的基准源电路也应当要求输出频率范围 10 Hz~1 kHz，同时应保证低 THD 的要求。
1.2 硬件方案
MC56F8013 是 Freescale 公司的一款 DSP，采用基于改进的哈佛结构的增强型 56800E 内核。 其主要的特点为：采用改进型哈佛结构，每秒可执行 32万条指令， 片内具有 16kB 的程序存储器和 4kB 的数据/程序 RAM，还有丰富的片内外设，如 A/D 转换器、全比较单元、串行口以及 PWM 模块等。
由于 MC56F8013 没有集成 D/A 转换器， 因此需要外扩 D/A，本方案中选用 TLV5618。TLV5618 是双通道 12 位电压输出型 D/A 转换器， 具有灵活的三 线 串 行 接 口 ， 并 且 和 TMS320、SPI、QSPI、Microwire串行接口兼容。 在高速模式下，*快转换时间为 3 μs。 MC56F8013 将数字量通过串口发送到D/A 转换器 TLV5618，由于转换后的波形为阶梯状，可以通过运放搭建的有源滤波器来滤除高频谐波含量。 因此可得到数字基准源的硬件框图， 如图 3所示。
1.3 软件方案
通常正弦波的生成有两种方法，一种是在线计算，另一种是查表法。 在线计算的方法，处理数据量大，占用大量内部资源，且受制于 DSP 处理精度，存
在截断误差；查表法是实现在 DSP 内部存储器内预先存入正弦表，虽然占用了较多的存储空间，但适用于更新频率高和反应速度要求高的场合。 因此基
于上述的硬件平台，正弦波的输出可以通过 DSP 查表，发送正弦表的数字量到 D/A 转换器。
数字基准源要求输出幅值频率可调，调节幅值的功能可以利用有源滤波部分的比例放大电路来实现。 而为完成宽变频，可以通过改变查表的步长或者改变定时中断的周期来实现。 改变查表步长的方案，由于步长值必须为整数，在有限点数的单周期表内，难以实现输出频率无级变频，频率分辨率低。 而变定时中断的策略，可以较好完成无级调频。
但由于有滤波环节截止频率必须大于 10 倍的*大基波频率， 单周期正弦表点数必须大于 10 kHz/10Hz=1 000，因此在输出 1 kHz 正弦波时，中断频率至
少达到 1 kHz×1 000=1 MHz，MC56F8013 无法承担这样高频的运算量。 因此可采用分段变定时频率的方案，在不同输出频率段，采用不同的步长来读取
正弦表，实际等效于不同频率段对应长度不同的正弦表，降低对 DSP 硬件的要求。
设计过程中，完整正弦表的点数为 1 024，把 10Hz~1 kHz 的频率分为了 5 段，详细的分段及步长值见表 1。
通过调节电位器，可改变送入 A/D 管脚的电压幅值，将转换后的数字量分配到五个输出频率的分段中，同时建立起数字量与中断频率的数学关系式，即可完成输出频率的调节。 为避免 A/D 采样误差带来的输出频率抖动，采取多次采样取平均值的方法。
图 4 为实现频率调节的定时中断程序的流程图。
定时中断 1 设计功能为读取 A/D 数字量，将多次采样平均后的数字量，分配到不同分段内；根据区间不同，选取正弦表点数，并确定定时中断 2 的中断周期。 而定时中断 2 则是每个正弦周期输出完毕后，根据定时中断 1 确定新的正弦表点数和中断周期，查表后向串口发送数字量，完成新正弦周期的输出。 其中为保证输出的稳定性，定时中断 2 的优先级高于中断 1。
SPWM 调制主要有同步调制和异步调制两种方法，由于系统的宽变频要求，需要对调制方式做出合理选择[5]。
同步调制是指当信号波频率发生变化时，使载波比保持不变。 这种调制方式可以保证波形的对称性，输出波形只存在奇次谐波，没有偶次谐波。 但其当逆变器输出频率较低时，调制所产生的谐波频率也较低，不易滤除。 而载波频率提高时，又受到 DSP执行速度的限制。
异步调制即开关频率固定，仅通过改变调制波的频率来完成输出宽变频，因而逆变器输出的谐波分量固定在开关频率附近，有利于主电路滤波器的设计。 下面 SPWM 的数字实现就是建立在这种调制方法上的。
2.2 数字 SPWM 的实现
在 SPWM 的数字实现中， 使用的 DSP 仍然是MC56F8013。 在此，采用异步调制的方法进行了数字 SPWM 功放的开环设计，要求逆变器输出频率范围 10 Hz~1 kHz。
在开环的情况下，直接把读取的正弦表数字量送入两互补通道的比较寄存器即可产生 SPWM 信号；而由于开关频率固定，若要完成输出宽变频，只能通过改变读取正弦表的步长 N1 的方法。 由于 N1必须为整数， 因此在计数过程中采用浮点数 N2 作为计数的步长，完成计数后需要将计数器数值取整进行查表操作。 为防止输出频率抖动，仍然采取平均值的方法，当 A/D 采样次数足够后，才改变计数步长 N2。 由此，利用 MC56F8013 中 PWM 模块的重载中断，如图 5 所示，完成输出频率调节。
3.1 数字基准源实验结果
对本文所设计的宽变频数字基准源进行了实验研究：输出频率 10 Hz~1 kHz。 图 6 给出各输出频率下的 D/A 转换后波形以及有源滤波后波形； 图 7给出基准源输出 THD 曲线。 从实验结果来看，在有限的硬件资源下， 通过分段变中断频率的方法，较好地实现了输出变频的功能， 正弦基准信号*大THD 不超过 0.25%。
3.2 数字 SPWM 宽变频功放实验结果
为对数字和模拟 SPWM 进行对比实验，搭建主电路：主开关管 Q1~Q4 选用 IXFK210N17T，输出滤波器部分 L1=L2=10 μH，C1=C2=10 μF； 输入直流电压Vd=30 V，开环 SPWM 调制比均约为 0.94，采用单极性倍频调制， 开关频率 50 kHz； 输出频率 10 Hz~1kHz。
图 8 为数字和模拟 SPWM 的实测 THD 曲线。
图 9、图 10 分别为数字和模拟实现 SPWM 波形图，依次给出输出频率 50 Hz，100 Hz，500 Hz 和 1 000Hz 四种情况下波形进行对比。 从波形图以及 THD的比较，可见输出低频时，数字 SPWM 与模拟生成SPWM 的输出波形是比较接近，THD 含量略有差异，但是当输出高频后，数字 SPWM 所产生的输出谐波含量比较大，明显大于模拟实现的 THD。
3.3 数字 SPWM 与模拟 SPWM 的分析比较在 MC56F8013 中，PWM 模块通过对 PWM 时钟脉冲进行计数， 不断与比较寄存器比较， 实现PWM 输出。 在中心对齐或称计数器连续增/减计数方式下，开关频率越高，相应周期寄存器数值越小，输出占空比分辨率也越低。 例如，当开关周期为 50kHz 时， 周期寄存器数值为 96 MHz/(2×50 kHz)=960， 相当于当个开关周期只有 960 个可能脉宽输出。 而在小调制比情况下，脉宽分辨率更低。 因此，若要完成 SPWM 数字功放的闭环调节或者进一步提高开关频率， 必须利用更高的 PWM 模块时钟频率，提高脉宽分辨率，同时确保 DSP 能够在较高的开关频率下完成中断程序的计算任务。
对比实验中， 中断程序简单且调制比较高，硬件对于输出影响不明显；在输出低频时，数字 PWM和模拟 PWM 的输出电压 THD 指标相差不大。 而软
件设计中，输出高频时载波交截存在很大误差，THD含量很高；而模拟交截时，经由 DSP 产生的正弦波容易保证其输出精度，较为理想的正弦波和三角波
进行自然交截，因而相对来说 THD 就小很多。
4 结论
本文完成了以 MC56F8013 和 TLV5618 为平台的数字基准源设计，给出硬件框图，并通过分段变定时中断周期的方法，在有限的硬件资源下，完成了输出波形频率幅值可调；同时还讨论了数字实现SPWM 的软件结构设计。 *后完成样机制作，给出数字基准源的实验波形，以及数字和模拟 SPWM 的对比波形，分析了数字 SPWM 较高 THD 的原因。
